我们来检验一下这些内部I‑V 波形的预期值和细微差别。
A 类：我们预期电流和电压本质上都是正弦波形，此时信号电平达到电流或电压波形（或者两者）均在I‑V “足球场”局限区域内的边缘出现削波时的点。这与上图所示的波形是一致的，电流和电压波形都是正弦曲线。由于电流在正弦波周期的整个360‑度范围内导电（非零），A 类有时被描述为具有360 度的“导通角”
B 类：对于非削波信号，我们预计电压波形是完整的正弦波，电流波形是半整流的正弦波。对于B 类，因为在夹断电压位置会立刻偏置，我们预计电流在正弦波的半个周期内都为非零，或者导电。因此，B 类的导通角为180 度。从上图中，我们可以看出电流呈现半正弦曲线，在半个周期内的0 A 位置削波。在电压波形中可以看到一些非正弦失真。
AB 类：这种偏置正好设置在夹断点以上，所以电流在电压的超过一半正弦波周期内都导电。对于AB 类，导通角介于180 度和360 度之间。仿真AB 类波形显示为失真极小的正弦电压和半正弦电流。可以看出，电流在超过半个周期内都导电。
C 类: 偏置正好设置在夹断点以下，所以电流在不到一半的电压正弦波周期内导电。对于C 类，导通角小于180 度。此类型一般用在Doherty 放大器峰值一侧的设备中。从仿真波形中可以看出，电流的导电范围明显不到一半正弦波周期，电压出现失真，并且在摆幅的低压部分开始出现削波。
功率放大器的其他两个工作类型是F 类和J 类，它们适用于更高级的工作模式，这些模式以实现更高效率为主要目标：
F 类: 电压实际上通过在适当的相位和振幅中反映第三次谐波，借此按平方计算，使电流/电压重叠进一步最小化。该设备在B 类偏置点上偏置，且匹配网络中使用了谐波调谐。如果处理得当，可以实现大幅增强功率附加效率(PAE) 的功率放大器设计。
J 类：J 类代表一系列工作模式，通过使用具有重要的反应组件的基本负载，以及可以通过设备输出电容实现的反应谐波终端来实现。设备在B 类或AB 类的偏置点偏置。如果处理得当，可以实现在合理的带宽内大幅增强功率附加效率(PAE) 的功率放大器设计。
内部和外部端口的“意外结果 (gotchas)”
之前的图显示了理想的PA 类的波形。但有一点要注意的是：在不同的位置进行有效的I‑V 波形仿真，例如在内部或外部端口，会产生不同的效果。设备的寄生效应让这一点变得非常重要，寄生效应可能包括焊盘的电容、焊线、封装寄生电容以及其他可能影响设备的性能和设计的因素。
下一个图表说明内部和外部栅极、漏极和源端口之间的区别。
为了进一步说明内部和外部端口之间的差异，下图采用仿真GaN HEMT 模型的一个较小的设备“芯片”格式来说明动态负载线路图示例，显示了当输入信号完成整个周期的摆动时，内部（红色）和外部（蓝色）RF I-V 波形的轨迹。请注意外部周期是如何超越I‑V 曲线的极限的，以及由于外部寄生效应而导致负电流波动。
下图以F 类放大器设计为例，重点说明了内部和外部I‑V 波形之间的差异：
在这个例子中，我使用了NI AWR 设计环境，以及在以前的PA 类示例中使用的相同QPD0060 GaN 设备模型。
然后我们调谐了第三谐波负载条件，使其“按平方计算”内部电压波形，由此产生了图示的F 类的波形。
从I-V 波形的角度来看，这个示例表明，内部波形遵循了正弦输入信号的预期趋势，获得了合理偏置且匹配的功率放大器，但外部波形却没有。
右下方的图清楚表明，外部波形因封装设备的寄生电容和电感而扭曲失真。
